目前市场的竞争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压

2019-03-27 05:23字体:
  

  全电压输入,输出5V/1A,符合能源之星2之标准,符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。因充电器为了方便携带,一般都要求小体积,所以针对5W的充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器,此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小,做不到,如果现在还有人这样认为,那你就OUT了。

  磁芯以确定,下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A5W的电源变压器。

  目前针对小变压器磁芯,特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线,因PSR线路对变压器漏感有所要求。

  因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS,考虑到漏感尖峰,需留50~100V的应力电压余量,所以反射电压需控制在100V以内,

  假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕,因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀,需至少留1Ts余量(间隙)。

  假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕,初级铜线mm,对应的铜线mm,实际可用铜线mm。

  IC的VCC电压下限一般为10~12V,考虑到至少留3V余量,取VCC电压为15V左右,

  为减小初次级间的分布电容对EMC的影响,再用0.1mm的线绕一层屏蔽,包TAPE1层;

  再绕反馈,包TAPE2层。可能有人会说:怎么没有计算电感量?因前面说了,CORE的B/H不确定,所以得先从确定饱和AL值下手。

  输入AC90V/50Hz,慢慢加载,观察CORE有没有饱和,如果有饱和迹象,拆下再研磨直到负载到1.1~1.2A刚好出现一点饱和迹象。(此波形需把波形放大到满屏观察最佳)

  OK,拆下变压器测量电感量,此时所测得的电感量作为最大值依据,再根据厂商制造能力适当留+3%~+5%的误差范围和余量,如:测量为2mH,则取2-2*0.05=1.9mH,误差为+/-0.1mH。

  测量或查EFD15的BOBBIN的单边槽深为2.0mm,所以以上2种方式绕制的变压器都可行。

  依然沿用以上设计方法,测量或查BOBBIN资料可得EPC13BOBBIN幅宽为6.8mm,

  以上变压器设计出的各项差数是以控制漏感为出发点的,各项参数(肖特基的VF,MOS管的电压应力余量)都是零界或限值,实际设计中会因次级绕线同名端对应输出PIN位出现交叉,或输出飞线套铁氟龙套管,或供应商的制程能力,都会使次级线圈,对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数;另,目前市场的竞争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本,为保留更大的电压应力余量,需再减少初级匝数;以上的修改都会对EMC辐射造成负面影响,对应的取舍还需权衡,但前提是必须使产品工作在DCM模式。

  从08年市场上推出PSR原边反馈方案到现在我一直都有在用此方案设计产品,回顾看看,市场上也出现了很多不同品牌的PSR方案,但相对以前刚推出的PSR控制IC来说,有因市场反映不良而不断改进的部分,但也有因为恶性竞争而COSTDOWN的部分。主要讲讲COSTDOWN的部分。

  工艺上的专利限制,所以目前大部分的内置MOS的IC(不仅是PSR控制IC,也包括PWM控制IC)采用的是在基板上置入控制晶圆和MOS晶圆,之间用金线.金线带来的EMC辐射。

  2.研制控制晶圆的公司可以自己控制控制晶圆的成本,但MOS晶圆一般采用的从MOS晶圆生产上购买,这样一来,MOS晶圆的成本控制也成为IC成本控制的案上肉。

  辐射可以采用优化设计来控制。但MOS晶圆的COSTDOWN的路径来源于降低其VDS的耐压,目前已有很多不同品牌的IC将VDS为650V的内置MOS降到620~630V,甚至560~600V。这样一来,只控制漏感降低VDS峰值电压是不够的,所以还需为VDS保留更大的电压应力余量。

  方法同上,先计算出次级,因考虑到输出飞线套铁氟龙套管或输出线与BOBBINPIN位交叉,所以需预留1匝空间,得:次级匝数为:6.8/0.6-1=10.3,取10Ts.

  再计算初级匝数,因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量,所以反射电压取之前的75%

  因要工作在DCM模式,且采用无Y设计,DI/DT比较大,变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流,影响EMC噪音,所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽,且引出端接NV的地线。

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